本文介绍反激式。转换器。RCD 缓冲电路的规划攻略。当。 MOSFET。关断时，因为主变压器的漏电感 (Llk) 与 MOSFET 的输出。电容。(COSS) 之间存在谐振，漏极引脚 上会呈现。高压。尖峰。漏极引脚上的过高电压或许导致雪 崩击穿，并终究损坏 MOSFET。因而，有必要添加一个额 外的电路，完成电压箝位。

一个最简略的拓扑是反激式转换器。该拓扑源自一个升。 降压转换器。，将滤波电感替换为。耦合。电感，如带有气隙 的磁芯变压器。当主开关导通时，能量以磁通方式存储 在变压器中，并在主开关关断时传输至输出。因为变压 器需要在主开关导通期间存储能量，磁芯应该开有气 隙。因为反激式转换器所需元件很少，因而该拓扑十分 适宜中低功率使用，如电池充电器、适配器 和 DVD 播 放器。

图 1 显现在接连导通形式 (CCM) 和不接连导通形式 (。DC。M) 下运转的反激式转换器，其间包括几个寄生元 件，如初级和次级漏电感、MOSFET 的输出电容和次级。 二极管。的结电容。当 MOSFET 关断时，初级。电流。(id) 在 短时刻内为 MOSFET 的 COSS 充电。当 COSS (Vds) 两 端的电压超越输入电压及反射的输出电压之和 (Vin+nVo) 时，次级二极管导通，因而励磁电感 (Lm) 两 端的电压被箝位至 nVo。因而，Llk1 和 COSS 之间存在谐 振，具有高频和高压浪涌。MOSFET 上过高的电压或许 导致毛病。在 CCM 运转形式下，次级二极管坚持导通 直至 MOSFET 栅极导通。当 MOSFET 导通时，次级二 极管的反向恢复电流被添加至初级电流，因而在导通瞬 间初级电流上呈现较大的电流浪涌。一起，因为在 DCM 形式下次级电流在一个开关周期完毕前干枯， Lm 和 MOSFET 的 COSS 之间存在谐振。

缓冲。电路规划。

可经过添加一个额外的电路，将因为 Llk1 和 COSS 之间 的谐振发生的过高电压限制到一个可接受的电平，然后 维护主开关。图 2 和 3 显现 RCD 缓冲电路及其首要波 形。当 Vds 超越 Vin+nVo 时，RCD 缓冲电路经过导通缓 冲二极管 (Dsn) 吸收漏电感中的电流。假定缓冲电容足 够大，致使其电压在一个开关周期内不会发生变化。当 MOSFET 关断而且 Vds 被充电至 Vin+nVo 时，初级电 流经过缓冲二极管 (Dsn) 流至 Csn。一起，次级二极管导 通。因而， Llk1 两头的电压为 Vsn-nVo。i sn 的斜率如下 所示：

 。

其间， i sn 指流至缓冲电路的电流， Vsn 指缓冲电容 Csn 两头的电压，n 指主变压器的匝比，Llk1 指主变压器的漏 电感。时刻 ts 能够表达为：

其间， i peak 指初级峰值电流。缓冲电容电压 (Vsn) 应该在最小输入电压和满载条件下 确认。一旦确认了 Vsn，最小输入电压和满载条件下缓冲 电路耗散的功率能够表达为：

其间，fs 指反激式转换器的开关频率。Vsn 应该为 nVo 的 2 至 2.5 倍。若 Vsn 很小，或许导致缓冲电路中呈现严 重的损耗，如上面方程式所示。

另一方面，因为缓冲。电阻。(。Rs。n) 耗费的功率为 Vsn2/Rsn， 电阻可由下式得出：

应该依据功耗，挑选缓冲电阻以及适宜的额外功率。缓 冲电容电压的最大纹波可由下式得出：

一般，合理的纹波为 5-10%。因而，可选用上述方程式 核算缓冲电容。

当转换器规划为 CCM 运转形式时，漏极峰值电流以及 缓冲电容电压随输入电压添加而下降。最大输入电压和 满载条件下的缓冲电容电压可由下式得出：

其间，fs 指反激式转换器的开关频率，Llk1 指初级端漏电 感，n 指变压器匝比，Rsn 指缓冲电阻，Ipeak2 指最大输 入电压和满载条件下的初级峰值电流。当转换器在最大 输入电压和满载条件下以 CCM 形式运转时，Ipeak2 可由 下式得出：

当转换器在最大输入电压和满载条件下以 DCM 形式运 行时， Ipeak2 可由下式得出：

其间， Pi。n 指输入功率， Lm 指变压器的励磁电感， VDCmax 指整流后的最大直流输入电压。验证在瞬变期间和稳态期间， Vds 最大值别离低于 MOSFET 额外电压 (BVdss) 的 90% 和 80%。缓冲二极 管的额外电压应该高于 BVdss。一般，在缓冲电路中采 用额外电流为 1 A 的超快二极管。

实例。

某个选用 F。SD。M311 的适配器具有以下标准：85 V。ac。至 265 Vac 的输入电压规模，10 W 输出功率，5 V 输出电 压，和 67 kHz 开关频率。当 RCD 缓冲电路选用一个 1 nF 缓冲电容和一个 480 kW 缓冲电阻时，图 4 显现沟通 开关导通瞬间，在 265 Vac 的几个波形。

图 4. 包括 1 nF 缓冲电容和 480 kW 缓冲电阻的发动波形。

在图 4-7 中，通道 1 至 4 别离代表漏极电压（Vds，200 V/div），电源。电压 （VCC， 5 V/div），反应电压 （Vfb， 1 V/div）和漏极电流（Id，0.2 A/div）。内部 SenseFET 上的最大电压应力大约为 675 V，如图 4 所示。依据数 据表，FSDM311 额外电压为 650 V。额外电压过高的原 因有两个：过错的变压器规划和 / 或过错的缓冲电路设 计。图 5 显现原因。

图 5. 稳态波形，带有 1 nF 缓冲 电容和 480 kW 缓冲电阻。

为了坚持可靠性，稳态时的最大电压应力应该等于额外 电压的 80% (650V * 0.8 = 520 V)。图 5 显现稳态时，并 且 Vin = 265 Vac 时，内部 SenseFET 上的电压应力高于 570 V。但是，Vin+nVo 约为 450 V (= 375V + 15 * 5V)， 这说明变压器匝比为 15，这是一个合理的值。因而，缓 冲电路有必要从头规划。

使 Vsn 为 nVo 的两倍，即 150 V，而且测得的 Llk1 和 i peak 别离为 150 μH 和 400 mA。缓冲电阻核算如下：

Rsn 开释的功率核算如下：

使缓冲电容电压最大纹波为 10%，则缓冲电容可由下式 得出：

图 6 和 7 显现选用 14 kW (3 W) 和 10 nF 时的成果。

图 6. 发动波形，带有 10 nF 缓冲电容和 14 kW 缓冲电阻。

图 7. 稳态波形，带有 10 nF 缓冲 电容和 14 kW 缓冲电阻。

发动和稳态时内部 SenseFET 上的电压应力别离为 593 V 和 524 V。它们别离为 FSDM311 额外电压的 91.2% 和 80.6% 左右。

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